首页
登录
注册
-
近年来, 技术进步带动成本下降, 加之现代电力系统对灵活性的需求, 推动了分布式光伏发电系统的全球应用[1–3]. 在户用屋顶、建筑一体化光伏等分布式光伏发电场景中, 系统需在复杂光照条件下实现高效率能量采集与高可靠性并网, 这对功率转换装置提出了小型化、低损耗、抗阴影扰动等核心要求. 作为分布式光伏发电系统的核心组件, 微型逆变器因其模块化布署和高可靠性, 能够满足上述要求, 因此在户用光伏、工商业分布式光伏以及微电网应用中展现出独特的优势. 在众多微型逆变器当中, 准Z源拓扑结构凭借其优异的性能表现, 被认为是最具发展前景的结构之一[4,5].
2003年Peng[6]首次提出了Z源逆变器(Z-source inverter, ZSI)拓扑, 克服了传统电压源/电流源逆变器的理论局限性, 但ZSI拓扑存在电压增益受限、开关器件电压应力高以及浪涌电流大等缺陷[7,8]. 为此, Li等[9]提出了准Z源逆变器(quasi-Z-source inverter, qZSI)拓扑, 相比ZSI, qZSI具有更低的电压电流应力和启动冲击电流, 适合高电压增益的应用场景[10]. 鉴于这些优势, 高增益qZSI逆变器的研究对未来分布式光伏发电系统的进一步应用具有重要意义.
为了进一步提高qZSI的电压增益, 学者提出开关电感结构[11,12]: 通过开关过程中的串联充电、并联放电, 从而提高电压增益. 基于此, Zhu等[13]提出了开关电感Z源逆变器(switched-inductor Z-source inverter, SL-ZSI); Nguyen等[14]提出了开关电感准Z源逆变器(switched-inductor quasi-Z-source inverter, SL-qZSI). Zhu等[15]在qZSI中引入了有源开关电感的概念, 但同时也伴随着一定的控制复杂性和开关损耗. 2021年, Karbalaei和Mardaneh[16]在开关电感单元的结构中融入开关电容结构, 提出开关电感-电容准Z源逆变器(switched-inductor-capacitor quasi-Z-source inverter, SLC-qZSI). Bolaghi等[17]使用一个开关电容-电感单元代替qZSI中的电感元件, 一定程度上提高了电压增益. 尽管现有研究取得了显著进展, 但目前需要在兼顾系统效率和可靠性的前提下进一步提高拓扑升压能力.
此外, 氮化镓高电子迁移率晶体管(GaN high electron mobility transistor, GaN HEMT)器件对比硅基器件具备更高的开关速度、更低的开关损耗、更小的体积以及更强的耐高温能力[18–21]. 研究表明, 在逆变器中使用GaN HEMT器件能获得较硅基器件更高的效率、开关频率及更低的系统功率损耗[22,23]. 因而GaN HEMT有望取代硅MOSFET和IGBT以进一步提高微型光伏逆变器性能.
本文在传统qZSI拓扑基础上提出了一种新型增强型开关电感准Z源逆变器(enhanced switched-inductor quasi-Z-source inverter, ESL-qZSI)拓扑, 通过理论模型计算和MATLAB/Simulink仿真, 验证了其在微型逆变器中的功率特性. 基于设定参数选定了GaN HEMT器件, 并设计了微型逆变器实验样机, 最终搭建了单相微型逆变器系统实验平台并完成系统测试. 本研究为微型光伏逆变器的实际设计与应用提供了一种高可行性的解决方案.
-
ESL-qZSI拓扑结构如图1所示. 输入为直流电压源, 辅助升压单元、增强型开关电感升压单元与准Z源单元结合, 形成一个集成升压阻抗网络, 该阻抗网络与后级逆变桥相连接, 最后经滤波器滤波输出后连接至负载.
图2和图3是ESL-qZSI逆变器的两个工作模态等效电路图. 根据逆变桥直通、非直通状态的切换, 二极管D1, D2, D3, D4和D5发生交替导通或关断, 因而电路的工作状态也随之变化.
如图2所示, 当单相逆变桥在直通状态时, 上下两个开关对(S1和S3, S2和S4)同时导通, 二极管D1, D5关断; 二极管D2, D3和D4导通; 电容C1, C2和C3串联, 一起对电感L2和L3充电; 电容C4对电感L4充电.
如图3, 当单相逆变桥在非直通状态时, 电路接入交流侧负载, 二极管D1, D5导通; 二极管D2, D3和D4关断. 电压源Vin与电感L1串联, 在回路中对C1和C4充电; 电压源与L1, L2, C2, L3和L4串联对负载供电; 电感L4对电容C3进行充电. 最后通过单相逆变桥, 准Z源网络对交流侧负载实现持续供电.
对ESL-qZSI拓扑的升压因子B以及电压增益G进行计算: 设定逆变桥直流侧直流链电压为VPN; 设定电感L1, L2, L3, L4的两端电压分别为VL1, VL2, VL3, VL4; 设定电容C1, C2, C3, C4两端的电压分别为VC1, VC2, VC3, VC4; 设定单相逆变桥单元的直通占空比为D; 开关周期为Ts.
根据图2所示直通状态下的等效电路, 可得
直通状态下, 直流链电压VPN为0 V, 逆变桥的直通时间为DTs, 根据图3所示逆变状态下的工作模态, 可得
直流链电压VPN为电容C3的两端电压VC3与电容C4的两端电压VC4之和:
非直通状态下, 逆变桥的非直通时间为
$ (1-D)\cdot T_{\mathrm{s}}$ , 联立(1)式和(2)式, 对电感L1, L2, L3, L4分别运用伏秒守恒原理, 可得根据(4)式可得出电容C1, C2, C3和C4的两端电压VC1, VC2, VC3, VC4分别与直流电压源电压Vin之间的关系式为
-
为了对比分析, 本文同时给出了SL-ZSI, SLC-qZSI两种主流拓扑结构逆变器的特性. 相比SL-ZSI与SLC-qZSI拓扑结构逆变器, 本文提出的ESL-qZSI拓扑结构逆变器的创新点是嵌入了辅助升压单元, 可与后级准Z源网络形成协同升压机制, 提高拓扑升压能力. SL-ZSI, SLC-qZSI与ESL-qZSI的升压因子分别如下:
逆变器工作时, 直通占空比与调制系数的关系为D = 1–M, 且有输出电压增益G = MB. 代入(7)式后, 可得到G与D的关系式如下:
升压因子和直通占空比对逆变器性能有着重要影响, 在相同的升压因子下, 更低的直通占空比, 可以减少半导体损耗, 提高逆变器效率[24]. 图4为SL-ZSI, SLC-qZSI, ESL-qZSI三种拓扑结构的升压因子B和电压增益G的变化趋势对比. 可以观察到ESL-qZSI拓扑有最高的B和G, 当直通占空比D = 0.2, 调制系数M = 0.8时, B = 6.25, G = 5. 与SL-ZSI相比, ESL-qZSI的升压能力提升了108%; 与SLC-qZSI相比, 提升了25%. 该结果验证了ESL-qZSI拓扑在理论升压能力上的优越性.
-
在输出电压直通、占空比和负载等条件相同的情况下, 本节对SL-ZSI, SLC-qZSI, ESL-qZSI三种逆变器拓扑结构的开关器件(S1, S2, S3, S4)的电压应力进行比较. 根据(8)式可得占空比D关于电压增益G的关系式为
根据(7)式及(9)式可得到升压因子B和电压增益G的关系式为
(10)式所得的B关于G的表达式两边同乘以Vin, 即可得到开关器件电压应力与输出电压增益G之间的关系, 关系式如下:
图5展示了三种逆变器拓扑开关器件的电压应力对比, 可以观察到: ESL-qZSI拓扑具有最低的开关器件电压应力. 更低的应力减少了在实际应用场景中逆变器的热损耗, 提高了逆变器的可靠性和热稳定性. 系统中电容器件的电压应力如(5)式所示, 二极管器件的电压应力不再赘述推导. ESL-qZSI完整拓扑特性在表1中直接给出.
-
本次设计的实验样机选用了英飞凌(Infineon)生产的CoolGaN系列IGOT60R070D1器件, 该器件具备600 V的耐压能力, 漏源最大连续电流31 A, 导通内阻为70 mΩ. 与传统硅基器件相比, IGOT60R070D1具备更快的开关速度, 使微型光伏逆变器能在高频下运行, 从而使用更小的储能和滤波元件. 此外, 由于GaN HEMT无反向恢复电荷, 可有效地降低高频操作中的开关损耗和电磁干扰.
GaN HEMT具有更高开关频率, 可能带来更大的电磁干扰和寄生效应挑战, 导致复杂的非线性行为及栅极击穿等问题[25,26]. 因此, 微型光伏逆变系统的优化设计至关重要. 在实际中, 上述问题可以从电路设计、布局优化以及驱动策略等方面解决. 在本文设计中, 将GaN HEMT、驱动芯片和去耦电容的布局尽量紧凑, 以减少回路电感; 尽可能缩短驱动信号与GaN HEMT栅极之间的走线长度, 并采用了差分对布局. 此外, 本文还采用了负压关断驱动电路, 抑制米勒电容引起的寄生导通.
基于英飞凌公司的1EDF5673K驱动芯片和IGOT60R070D1器件, 本文设计了一种与该器件性能匹配的半桥BUCK负压关断驱动电路, 如图6所示. 采用英飞凌公司推荐的电路仿真工具Infineon designer, 针对驱动电路输出特性的稳定性、响应速度开展了电路参数的优化设计, 表2给出了驱动电路关键参数的优化结果. 最后基于该模型在样机上实现了模块设计.
-
表3提供了系统主要仿真参数指标, 这些指标为后续系统仿真和实物测试提供了参考. 在MATLAB/Simulink软件中基于ESL-qZSI拓扑结构进行逆变器系统建模与仿真. 控制方法采用基于空间矢量脉宽调制(space vector pulse width modulation, SVPWM)的单相SVPWM控制算法[27], 在同等开关频率下减少逆变电源的开关控制损耗.
图7为系统直流链电压仿真结果, 在已设定参数条件下, 显示了直流链电压大小为380 V, 对应的升压因子B为5.94. 图8为经滤波后的逆变器输出波形. 由图可知, 稳定后的输出正弦电压幅值Vout, peak = 294 V, 对应电压输出增益G ≈ 4.59. 波形总谐波失真(total harmonic distortion, THD)为1.69%. 以上仿真结果符合理论计算.
图9为电容电压应力仿真结果. 仿真中, 各电容的电压应力在0.05 s后逐渐达到稳态, 随后由于拓扑结构的动态特性而在一定范围内波动. C4的电压应力最高, 约为300 V; 电容C1和C3电压应力较低, 均在80 V左右; C2的电压应力介于C4和C1, C3之间, 约为150 V. 仿真结果与(5)式的计算值基本符合, 验证了ESL-qZSI拓扑理论结构的正确性.
-
基于样机搭建了系统级实验测试平台, 平台主要设备包括: ESL-qZSI样机、TMS320F28335DSP控制器、负载、直流电源以及示波器, 如图10所示. 验证以GaN HEMT器件为基础设计的驱动电路, 其电路使用100 kHz的PWM信号进行驱动, 测量系统工作时驱动芯片输入端的信号. 波形结果如图11所示.
逆变器直流链电压测试波形如图12所示, 其输出值稳定在368 V, 计算得实际升压因子B为5.75, 能够实现较高增益. 图13为逆变器输出电压测量波形图, 可知输出正弦电压的幅值为272 V, 有效值为188 V, 电压频率为50 Hz, 输入电压为64 V, 输出波形平滑无畸变, 测得输出功率180 W, 效率为90.5%. 对逆变器输出波形进行FFT分析. 结果如图14所示, 可知逆变器输出电压的THD为2.57%, 符合并网标准.
表4展示了SL-ZSI, SLC-qZSI和ESL-qZSI三种拓扑的典型结果对比. 由表4可见, 在直通占空比D取值0.2附近时, ESL-qZSI的样机测试得到的升压因子B, 相比SLC-qZSI样机测试得到的升压因子B提高了15 %, 相比SL-ZSI理论计算得到的升压因子B提高了91%, 说明了ESL-qZSI高增益拓扑结构的优越性. 从表4中还可以看到, 相比于SLC-qZSI拓扑, 本论文ESL-qZSI拓扑具有更高的效率, 展示出了良好的效率优势. 此外, GaN HEMT器件较高的电子迁移率使得其在开关操作中能快速响应, 减小了开关过程中的延迟; 同时无反向恢复电荷的特性使其在高频率工作下不会产生显著的失真, 这些优点将系统的开关频率由传统的10 kHz提高到了100 kHz.
-
本文提出了一种基于新型宽禁带半导体器件GaN HEMT的增强型开关电感准Z源拓扑逆变器方案, 详细地阐述了拓扑的工作原理, 进行了模型的仿真验证以及实验测试, 并与其他多种拓扑进行对比. 结果验证了该拓扑在解决传统拓扑电压增益低, 开关器件电压应力高等问题上的有效性. 此外, 使用GaN HEMT替代传统功率开关器件, 将系统工作频率提高到100 kHz, 有效地降低了开关管功率损耗, 同时减小了后级滤波元件体积. 综上所述, 该基于GaN HEMT的微型逆变器拓扑改进方案适用于高增益需求的微型光伏逆变器应用场景, 为未来分布式发电系统中的微型逆变器提供了更高效、可靠的技术选择, 有望在家庭微电网、户外分布式发电等应用场景中展现出重要价值.
基于GaN的高增益微型光伏逆变器
New high-gain micro photovoltaic inverter based on GaN
-
摘要: 微型逆变器以其模块化、灵活等优势, 近年来已被广泛应用于分布式光伏发电系统中. 然而受拓扑结构和传统功率器件性能的影响, 目前微型逆变器拓扑的电压增益低、可靠性差等问题仍制约着微型逆变器的进一步发展. 为此, 本文提出并研制了一种基于氮化镓高电子迁移率晶体管(GaN HEMT)的增强型开关电感准Z源逆变器. 该逆变器首次采用了辅助升压单元融合开关电感准Z源网络的新型拓扑结构, 显著提高了低直通占空比下的电压增益, 同时降低了开关器件电压应力. 此外, 采用GaN HEMT作为逆变器功率开关器件, 设计了专用负压关断驱动电路, 将功率管开关频率从传统的10 kHz提高到100 kHz, 减小了电感及其他无源器件的体积. 经样机系统测试, 在直通占空比为0.2时, 逆变器实际升压因子达到5.75, 较其他开关电感准Z源型逆变器拓扑提高了15%. 本研究在现有拓扑结构的基础上有效地提高了电压增益, 结合GaN HEMT的应用, 为高效、紧凑的微型逆变器设计提供了新的技术路径.
-
关键词:
- 微型光伏逆变器 /
- 开关电感准Z源逆变器 /
- GaN高电子迁移率晶体管
Abstract: Microinverters have been widely used in distributed photovoltaic (PV) systems in recent years due to their modularity and flexibility. However, the current development of microinverter topologies faces significant challenges, such as low voltage gain and limited reliability. To solve these problems, an enhanced switched-inductor quasi-Z-Source inverter (ESL-qZSI) based on gallium nitride high electron mobility transistor (GaN HEMT) is proposed in this work. The proposed inverter introduces a novel topology that integrates an auxiliary boost unit with a switched-inductor quasi-Z-source network. This topology significantly enhances the voltage gain at low shoot-through duty ratios and reduces the voltage stress across the switching device. Additionally, the use of GaN HEMT as power switching components increases the switching frequency from the traditional 10 kHz to 100 kHz, in which a specialized negative turn-off gate driver circuit is designed to adapt the characteristics of the GaN HEMT and to ensure reliable switching operation. This increase in frequency reduces the size of passive components, such as inductors. Experimental results show that the proposed inverter achieves a boost factor of 5.75 at a shoot-through duty ratio of 0.2, which indicates that its performance is improved by 15% and 91% greater than the traditional switched-inductor-capacitor quasi-Z-source inverter (SLC-qZSI) and the traditional switched-inductor Z-source inverter (SL-ZSI), respectively. These results confirm that the proposed inverter enhances the voltage gain of existing topologies. Besides, compared with SLC-qZSI, the proposed inverter can obtain a higher efficiency of 90.5%, which shows the advantage of efficiency. In conclusion, the proposed ESL-qZSI with GaN HEMT provides a hopeful solution for high-efficiency and compact microinverter systems in photovoltaic applications. -
-
图 2 ESL-qZSI拓扑的直通模态等效电路
Figure 2. Equivalent circuits of ESL-qZSI topology in shoot-through states.
图 3 ESL-qZSI拓扑的非直通模态等效电路
Figure 3. Equivalent circuits of ESL-qZSI topology in nonshoot-through states.
图 4 不同拓扑升压能力对比 (a)升压因子B; (b)电压增益G
Figure 4. Boosting capability comparison of different topologies: (a) Boost factor B; (b) voltage gain G
图 5 不同拓扑开关器件电压应力对比
Figure 5. Switching voltage stress comparison of different topologies.
图 8 仿真滤波输出 (a) 电压波形; (b) THD分析
Figure 8. Simulation result of filter output: (a) Voltage waveform; (b) analysis of THD.
图 9 ESL-qZSI电容电压应力仿真结果
Figure 9. Capacitor voltage stress simulation results of ESL-qZSI.
表 1 ESL-qZSI拓扑特性
Table 1. Characteristics of ESL-qZSI topology.
参数名称 参数值 升压因子(B) $ \dfrac{2}{1-4 D+3 D^{2}} $ 电压增益(G) $ \dfrac{2}{3 M-2} $ 开关管电压应力Vsw/Vin $ \dfrac{3 G^{2}}{2 G+2} $ C1电压应力VC1/Vin $ \dfrac{1}{1-D} $ C2电压应力VC2/Vin $ \dfrac{1}{1-3 D} $ C3电压应力VC3/Vin $ \dfrac{2 D}{1-4 D+3 D^{2}} $ C4电压应力VC4/Vin $ \dfrac{2}{1-3 D} $ D1/D2电压应力VD/Vin $ \dfrac{2}{1-4 D+3 D^{2}} $ D3/D4/D5电压应力VD/Vin $ \dfrac{1-D}{1-4 D+3 D^{2}} $ 
下载: 导出CSV
表 2 驱动电路关键参数
Table 2. Key parameters of driver circuit.
参数名称 R7/Ω R5/Ω R4/Ω C6/nF C3/nF C4/nF 参数值 470 10 3.3 3 100 1
下载: 导出CSV
表 3 ESL-qZSI实验参数
Table 3. Experimental parameters of ESL-qZSI.
参数名称 参数值 输入电压/V 64 开关频率/kHz 100 准Z源网络电容/μF 100 准Z源网络电感/mH 0.5 LC滤波电容/μF 20 LC滤波电感/mH 1 直通占空比D 0.2 基准频率/Hz 50
下载: 导出CSV
表 4 不同拓扑的典型结果对比
Table 4. Typical results of different inverter topologies.
参数 逆变器拓扑类型 SL-ZSI SLC-qZSI ESL-qZSI 数据类型 样机
测试结果理论
计算结果样机
测试结果样机
测试结果输入电压Vin/V 36 36 80 64 直通占空比D 0.3 0.2 0.206 0.2 调制系数M 0.7 0.8 0.794 0.8 升压因子B 13 3 5 5.75 开关频率/kHz 10 10 13.3 100 效率/% — — 88.5 90.5
下载: 导出CSV
-
[1] Hmad J, Houari A, Bouzid A E M, Saim A, Trabelsi H 2023 Energies 16 5062 doi: 10.3390/en16135062 [2] Iweh C D, Gyamfi S, Tanyi E, Effah-Donyina E 2021 Energies 14 5375 doi: 10.3390/en14175375 [3] Wang Q, Zhao B, Sun H D 2020 IEEE 4th Conference on Energy Internet and Energy System Integration (EI2) Wuhan, China, 2020 p1407 [4] Priyadarshi N, Padmanaban S, Ionel D M, Mihet-Popa L, Azam F 2018 Energies 11 2277 doi: 10.3390/en11092277 [5] Monjo L, Sainz L, Mesas J J, Pedra J 2021 Energies 14 508 doi: 10.3390/en14020508 [6] Peng F Z 2003 IEEE Trans. Ind. Appl. 39 504 doi: 10.1109/TIA.2003.808920 [7] Yuan J, Yang Y H, Blaabjerg F 2020 Energies 13 1390 doi: 10.3390/en13061390 [8] Samanbakhsh R, Koohi P, Ibanez F M, Martin F, Terzija V 2023 Int. J. Electr. Power Energy Syst. 147 108819 doi: 10.1016/j.ijepes.2022.108819 [9] Li Y, Anderson J, Peng F Z, Liu D C 2009 Twenty-Fourth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition Washington, DC, USA, 2009 p918 [10] Rajan V R, Premalatha L 2017 Int. J. Power Electron. Drive Syst. 8 325 doi: 10.11591/ijpeds.v8.i1.pp325-334 [11] Axelrod B, Berkovich Y, Ioinovici A 2008 IEEE Trans. Circuits Syst. Regul. Pap. 55 687 doi: 10.1109/TCSI.2008.916403 [12] 刘洪臣, 杨爽, 王国立, 李飞 2013 物理学报 62 150505 doi: 10.7498/aps.62.150505 Liu H C, Yang S, Wang G L, Li F 2013 Acta Phys. Sin. 62 150505 doi: 10.7498/aps.62.150505 [13] Zhu M, Yu K, Luo F L 2010 IEEE Trans. Power Electron. 25 2150 doi: 10.1109/TPEL.2010.2046676 [14] Nguyen M K, Lim Y C, Cho G B 2011 IEEE Trans. Power Electron. 26 3183 doi: 10.1109/TPEL.2011.2141153 [15] Zhu X Q, Zhang B, Qiu D Y 2018 IET Power Electron. 11 1774 doi: 10.1049/iet-pel.2017.0844 [16] Karbalaei A R, Mardaneh M 2021 IEEE Ind. Electron. Mag. 15 4 doi: 10.1109/MIE.2020.3028560 [17] Bolaghi J A, Taheri A, Babaei M H, Gholami M, Harajchi S 2023 IETE J. Res. 70 4231 doi: 10.1049/pel2.12199 [18] Chaudhary O S, Denaï M, Refaat S S, Pissanidis G 2023 Energies 16 6689 doi: 10.3390/en16186689 [19] Zhang Y J, Li J G, Wang J H, Zheng T Q, Jia P Y 2022 Energies 15 7791 doi: 10.3390/en15207791 [20] 程哲 2021 物理学报 70 236502 doi: 10.7498/aps.70.20211662 Cheng Z 2021 Acta Phys. Sin. 70 236502 doi: 10.7498/aps.70.20211662 [21] 王帅, 葛晨, 徐祖银, 成爱强, 陈敦军 2024 物理学报 73 177101 doi: 10.7498/aps.73.20240765 Wang S, Ge C, Xu Z Y, Cheng A Q, Chen D J 2024 Acta Phys. Sin. 73 177101 doi: 10.7498/aps.73.20240765 [22] Morita T, Tamura S, Anda Y, Ishida M, Uemoto Y, Ueda T, Tanaka T, Ueda D 2011 26th Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) Fort Worth, TX, USA, 2011 p481 [23] Zhao C W, Trento B, Jiang L, Jones E A, Liu B, Zhang Z Y, Costinett D, Wang F, Tolbert L M, Jansen J F, Kress R, Langley R 2016 IEEE J. Emerging Sel. Top. Power Electron. 4 824 doi: 10.1109/JESTPE.2016.2573758 [24] Jagan V, Ullemgondla G, Thati D, Salveru B, Ongole D, Banoth S 2024 3rd International Conference on Power Electronics and IoT Applications in Renewable Energy and its Control (PARC) Mathura, India, 2024 p475 [25] 谢瑞良, 郝翔, 王跃, 杨旭, 黄浪, 王超, 杨月红 2014 物理学报 63 120510 doi: 10.7498/aps.63.120510 Xie R L, Hao X, Wang Y, Yang X, Huang L, Wang C, Yang Y H 2014 Acta Phys. Sin. 63 120510 doi: 10.7498/aps.63.120510 [26] 廖志贤, 罗晓曙, 黄国现 2015 物理学报 64 130503 doi: 10.7498/aps.64.130503 Liao Z X, Luo X S, Huang G X 2015 Acta Phys. Sin. 64 130503 doi: 10.7498/aps.64.130503 [27] 易龙强, 郜克存 2008 电力电子技术 42 50 doi: 10.3969/j.issn.1000-100X.2008.08.021 Yi L Q, Gao K C 2008 Power Electron. 42 50 doi: 10.3969/j.issn.1000-100X.2008.08.021 -
计量
- 文章访问数: 101
- HTML全文浏览数: 101
- PDF下载数: 2
- 施引文献: 0