模式转换器工作原理大多是利用波导中的不均匀性来激励出多种模式，然后通过谐振腔结构来抑制其他多余模式，进而获得所需要的单一传输模式。本文提出的S波段矩形波导TE₁₀-圆波导TM₀₁模式转换器，其结构和相应的参量如图1所示，结构包含四个部分，分别为标准矩形波导、矩形槽、低过模圆波导、阻抗变换段。其中标准矩形波导分为矩形波导传输段和矩形波导截止段。

该模式转换器中，当标准矩形波导的输入端口1注入TE₁₀模式时，由于低过模圆波导的底部中心点落在标准矩形波导的中心轴线上，则在矩形波导与低过模圆波导交界处TM₀₁模式与TE₁₀模式具有相同的电场法向分量和磁场法向分量，横电波11(TE₁₁)模式与TE₁₀模式具有相同磁场切向分量，故根据耦合波理论，圆波导中将同时激发出TM₀₁和TE₁₁模式，同时由于圆波导的低过模性将截止高于TM₀₁的传输模式。因此在低过模圆波导中传输模式为TE₁₁及TM₀₁。而在标准矩形波导与低过模圆波导交界处的矩形槽的作用在于切断TE₁₁模式的表面电流来抑制TE₁₁模式，同时不破坏TM₀₁的电场分布。在阻抗变换段中，实现了从低过模圆波导到目标圆波导（即圆波导耦合器）的变换，最终模式转换器输出的是TM₀₁模式。

由于该模式转换器在实际使用时需要与商品化的波同转换器配合连接，且其工作频率为2.1 GHz，所以选择标准矩形波导型号为BJ22。根据圆波导的截止与传播区域，低过模圆波导想要对高于TM₀₁的传输模式进行截止，则其直径D需满足式(1)，其中$\lambda $为自由空间波长。在该模式转换器实际使用时，阻抗变换段第三级是与圆波导耦合器进行直接对接的，因此第三级的直径D₃与S波段圆波导耦合器直径一致为190 mm。

模式转换器仿真优化设计以良好的传输特性和较高的模式转换效率为目标。将整个模式转换器看作一个二端口器件，根据二端口网络S散射参数定义，优化设计目标为：以2.1 GHz为工作中心频率点，±20 MHz带宽范围内的 S₁₁< −20 dB，在该带宽内S₂₁> −0.1 dB。利用CST微波工作室对模式转换器建立了如图2所示的模型，仿真分析了模式转换器中各项结构参数与模式转换器性能的关系。图2中，Port 1为微波信号输入端口，Port 2为信号输出端口。

针对优化目标，利用CST中的扫参功能，首先对模式转换器中低过模圆波导的直径D、标准矩形波导传输段长度L₂和截止段长度L₁、以及矩形槽的长度H_x、宽度H_y和高度H_z这六个参数进行扫参，得到这些参数对模式转换器S参数的影响规律后，对参数尺寸进行优化选择。在此基础上，再利用CST中的optimizer功能对阻抗变换段的第一、二级圆波导的直径D₁、D₂和高度H₁、H₂以及第三级圆波导的高度H₃进行优化。

通过对低过模圆波导直径D参数进行扫参后，得到如图3所示的结果。由图3(a)可见，随着低过模圆波导直径D的增大，模式转换器工作中心频率点逐渐减小，当D=135 mm时，工作中心频率点为所需的2.1 GHz，并且此时工作中心频率点的反射系数S₁₁最小。根据图3(b)可以看到，在工作中心频率点2.1 GHz，±40 MHz内，低过模圆波导直径D的变化对传输系数S₂₁的影响较小。

根据图1可以看到，标准矩形波导分为两部分，分为截止段与传输段。传输段长度L₂为从输入端口Port1到低过模圆波导中心轴的距离，截止段长度L₁为剩余标准矩形波导的长度。对L₁、L₂的扫参结果分别如图4(a)、(b)所示。

截止段长度L₁与模式转换器工作中心频点有关，根据图4可以看到，随着L₁的增大，工作中心频点逐渐增大，且中心频点处的反射系数S₁₁先增大后减小。当L₁=137 mm时，工作中心频点位于2.1 GHz，且此时反射系数S₁₁最小。传输段长度L₂对模式转换器性能并无影响，这方便后续实验测量中与波同转换对接。

矩形槽参数为长度H_x、宽度H_y及高度H_z。对矩形槽参数的扫参结果分别如图5、图6和图7所示。可以看出，随着矩形槽长度H_x的增大，模式转换器的工作中心频率逐渐增大，并且当H_x=55 mm时模式转换器在2.1 GHz时反射系数S₁₁接近−50 dB，且工作带宽较宽（以S₁₁< −20 dB为准）。矩形槽宽度H_y与模式转换器的工作带宽有关，可以看到当H_y由235 mm增大到243 mm时，工作带宽由±40 MHz减小到±10 MHz。矩形槽高度H_z同时影响模式转换器的工作中心频点与工作带宽，随着H_z的增大，工作中心频点逐渐减小，工作带宽也逐渐减小。取H_z=124.61 mm时，工作中心频点位于2.1 GHz，工作带宽为±30 MHz。

依照2.1中的仿真优化方案，最终得到的模式转换器S参数指标结果如图8所示。可以看出，模式转换器的中心频率为2.1 GHz，且对应于S₁₁< −20 dB的工作带宽为60 MHz，在该带宽范围内的S₂₁> −0.1 dB，达到设计要求。

模式转换器中TE₁₁模式和一些高次模的S₂₁仿真情况，如图9所示。可以看出，对于基模TE₁₁的水平极化模式而言，在中心频点2.1 GHz处，S₂₁≈−18 dB，且在工作带宽内，S₂₁<−15 dB；对于TE₁₁的垂直极化模式来说，在2.1 GHz±100 MHz内，S₂₁<−80 dB；这说明基模TE₁₁被明显抑制。从图9还可以看出，在工作带宽范围内，一些高次模的传输系数S₂₁也较小。图8和图9表明，该模式转换器中TM₀₁模式的纯度较高。优化后模式转换内器内的场分布如图10所示，可以看到端口1的场分布为TE₁₀模式，端口2的场分布为TM₀₁模式，并且模式纯度较高，基本实现了模式转换的要求。

在模式转换器完成S参数指标优化后，本文还将关注模式转换器在脉冲信号激励时的工作性能。同样利用CST微波工作室仿真，在模式转换器输入端口用2.1 GHz、脉冲宽度为1 µs、幅度为1 V 以及无上升沿的理想脉冲调制信号进行激励，激励波形如图11所示。

图12是模式转换器输出端口的信号波形，从图12可见，模式转换器并未对信号传输造成太大的影响，脉冲调制信号波形形状并未发生明显的改变，脉冲宽度仍为1 µs。由于模式转换器存在插损，所以输出信号幅度有所降低。根据图12中输出端口信号上升沿的局部放大图可见，调制脉冲的包络出现约6 ns的上升沿，之后出现明显的平顶。虽然在1 µs后存在略微的拖尾和振荡现象，但总体来看，模式转换器对脉冲调制信号的传输并未造成影响，可以认为模式转换器可以工作在脉宽为几十纳秒的脉冲调制状态中。

把模式转换器与商品化的波导同轴转换器连接，就构成了圆波导TM₀₁模式激励器。对该激励器的性能从频域和时域两方面进行了测量。频域方面，采用ROHDE&SCHWARZ ZNB20矢量网络分析仪对激励器的S参数进行测量。时域方面，采用KEY SIGHT E8257D微波信号源输出的脉冲调制信号作为激励器的输入信号，采用LeCory 10-36Zi-A和Tektronix MSO64高速示波器对激励器的输出信号进行测量。

实际实验中，需要将矢网仪输出的信号转换为能在矩形波导中传输的微波信号，因此在整个实验过程中都会用到波导同轴转换器，此实验中会用到两个波导同轴转换器，均为西安恒达微波电子有限公司的产品，型号为HD-22WCAN。

首先对两个波导同轴转换的反射系数分别进行测量，测量方法为将两个波导同轴转换器分别与波导匹配负载连接后再利用矢网仪进行测量。测量结果显示两个波导同轴转换器在2.1 GHz处的反射系数大致为−23.61 dB，说明选用的波导同轴转换器是合适的。其次将两个波导同轴转换器对接后与矢网仪连接，并进行S₂₁的测量，该结果代表这两个波导同轴转换器对接造成的插损，结果表明S₂₁≈−0.206 dB，因此单个波导同轴转换器造成的插损大约为0.103 dB。在后续模式转换器插损的测量中，将以此对波导同轴转换器带来的插损进行扣除。

将两个模式转换器直接对接，并在两端同时连接波导同轴波导转换器，并与矢量网络分析仪连接。连接示意图如图13所示，测试现场如图14所示。

设置矢网仪输出功率为10 dBm，测量频率范围为2 GHz~2.2 GHz，测量结果如图15所示。

从图15可以看出，激励器在2.1 GHz处反射系数S₁₁=−31.49 dB，传输系数S₂₁=−0.373 dB，扣除波同转换造成的插损，则单个模式转换器真正的传输系数S₂₁=−0.0835 dB。从图15还可以看出，在2.058 GHz到2.128 GHz频率范围内，S₁₁< −20 dB，扣除波同转换造成的插损后，单个模式转换器的传输系数S₂₁> −0.1 dB，均满足设计目标要求，因此该模式转换器的实际工作带宽为70 MHz。

激励器的时域测量现场如图16所示。设置信号源的频率为2.1 GHz，分别输出连续正弦波和矩形脉冲调制波形。时域测量分为三步，第一步是直接测量信号源输出的波形信号U_i，如图16(a)所示；第二步是测量通过对接的波导同轴转换器后的信号U_bt，如图16(b)所示；第三步是测量通过波同转换和模式转换器后的信号U_o ，如图16(c)所示。通过这三步时域测量，来确定模式转换器能否适用于脉冲工作状态。

设置信号源输出功率P_i为0 dBm，脉冲宽度为1 µs，用Tektronix MSO64高速示波器测得U_i、U_bt、U_o的波形分别如图17、图18和图19所示。根据示波器测量结果，信号源输出的脉冲波信号U_i上升沿t_ri为2.48 ns；经过波同转换后U_bt波形形状并未发生改变，但上升沿t_rbt延长到4.32 ns；经过波同转换和模式转换器后U_o波形形状也并未发生改变，但上升沿t_ro延长到8.16 ns。

进一步的，在信号源输出幅度为0 dBm，宽度为100 ns的脉冲调制信号下，我们采用更高采样率的LeCory 10-36Zi-A高速示波器测量了经过波导同轴转换和模式转换器后的波形U_o，测量结果如图20所示。从图20可以看到，经过波导同轴转换器和模式转换器后，U_o波形的上升沿t_ro延长到11.25 ns，在此之后出现平顶。综合图19和图20的测量表明，激励器的上升沿大致在10 ns附近，因此可以认为激励器可以应用于脉宽大于几十纳秒的脉冲工作状态之中。

本文通过示波器测量得到的信号脉冲幅度，提出了基于时域信号幅度计算模式转换器插损的方法。设P_i为设定的信号源输出功率，A_i、A_bt、A_o分别代表U_i、U_bt、U_o信号的电压幅度。设单根电缆线造成的插损为IL_i、单个波导同轴转换器的插损为IL_bt、单个模式转换器的插损为IL_o。设P_bt为U_bt信号对应的功率，P_o为U_o信号对应的功率。根据图16(b)、图16(c)的测量示意图，得到

这里A_i、A_bt、A_o的单位为mV，P_i、P_bt、P_o的单位为dBm，IL_i、IL_bt、IL_o的单位为dB。通过式(2)、(3)、(4)和(5)可计算得到

在插损测量中，设置信号源分别发射2.1 GHz脉冲信号和2.1 GHz连续波信号，并将信号幅度的测量与插损计算结果总结到表1中。

从表1看出，用时域法测得的单个模式转换器的插损小于0.06 dB，与3.1中的频域测量结果相比，两种测量方法测得的模式转换器插损结果具有一致性。结合3.2.1中模式转换器的脉冲工作性能，证明该模式转换器在脉冲信号状态下可以正常工作。

目前，以本文研制的模式转换器为核心，配以商品化的波导同轴转换器后，得到的TM₀₁模式激励器已经成功用于S波段圆波导耦合器的性能标定之中，并且耦合度标定结果与耦合器的仿真结果一直，符合耦合器的设计预期，为高功率微波在线测量系统搭建提供了可靠的技术支持。

为了满足一种用于S波段高功率微波在线测量的圆波导耦合器进行标定的需求，本文提出了一种工作于S波段矩形波导TE₁₀-圆波导TM₀₁模式转换器，并对模式转换器的工作性能进行仿真优化，且完成加工后进行了频域和时域两种测量。

利用CST微波工作室对模式转换器进行建模后，针对其主要结构参数进行了扫参分析及优化，得到参数对模式转换器工作性能如工作中心频点、工作带宽等的影响规律，并结合多参数共同优化算法得到了工作中心频点位于2.1 GHz、工作带宽60 MHz内S₁₁< −20 dB，S₂₁> −0.1 dB，工作性能良好的模式转换器。

配以商品化的波导同轴转换器，实现了圆波导TM₀₁模式激励器。对激励器分别进行了频域和时域测量。频域方面，实测得到激励器在2.1 GHz处反射系数S₁₁为−31.49 dB，单个模式转换器的插损为0.0835 dB，并且工作带宽为从2.058 GHz到2.128 GHz频率。时域测量从两方面出发，一方面是对激励器的脉冲信号的上升沿改变进行了测量，结果为10 ns左右；另一方面是提出了基于信号幅度来计算模式转换器插损的方法，根据示波器测量信号幅度计算该模式转换器插损小于0.06 dB。这些测量结果和仿真结果具有一致性。

以本文研制的模式转换器为核心，配以商品化的波同转换器后，研制的TM₀₁模式激励器已经成功用于S波段高功率微波在线测量系统中TM₀₁模式圆波导耦合器的性能标定之中，说明本文研制的模式转换器是成功的，为高功率微波在线测量系统搭建提供了可靠的技术支持。